LDO基礎知識

2019-10-11 07:46:00 來源:EEFOCUS
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前言 

電源管理是電子系統中的的一個基本模塊。智能手機、電腦和 我們所熟知的絕大多數電子產品都需要這個模塊去實現本身的 功能。隨著人們對電子產品便攜性的追求,計算能力的增 長, 以及傳感器的多樣化,電源管理設計有了更高的要求。 

 

為了滿足新的電源設計上的更高的要求,我們不能以為只要 有了一個性能良好的電壓軌,就不需要考慮其他部分的電源 設計。我們在電源設計中最應該考慮哪些問題?為一個已知 的負載供電時,電源的哪個參數至關重要?如何通過已知信 息推斷電源在各種不同條件下的性能?本電子書將幫您解決 上述問題。

 

使用低壓降穩壓器 (LDO) 是在維持小的輸出輸入電壓差的情 況下,把一個較高電壓輸入,轉換為一個略低的穩定輸出電 壓的常見方法。在大多數情況下,LDO 都易于設計和使用。 然而,目前的主流應用通常包括多個模擬和數字系統,我們 將根據這些系統的本身特性以及工作條件來選擇最適合這個 應用的 LDO。 

 

本電子書旨在全面概述您需要了解和查找的關于 LDO 的基礎 知識。書每一章內容最初都是發布在“LDO 基礎知識”系列 博客中,您也可以在 TI E2E™ 社區閱讀該系列博客。本電子 書中的結構簡短、內容扼要但易于理解。如果您想要了解更 深入的了解相關內容,您也可以觀看 LDO 培訓門戶網站上的 配套視頻。 

 

如果對本電子書所討論的主題有任何疑問,請在 TI E2E™ 社區 中的電源管理論壇進行咨詢。

 

 

第 1 章:壓降
低壓降穩壓器 (LDO) 的典型特性必然是壓降。畢竟,其名稱及 其縮寫由此而來。

 

從根本上講,壓降描述的是正常穩壓所需的 VIN 和 VOUT 之 間的最小差值。但是考慮到各種因素之后,它會迅速發生細 微的變化。壓降對于實現高效運行及生成余量有限的電壓軌 至關重要,下文將對此進行詳細介紹。 

 

什么是壓降? 

壓降電壓 VDO 是指為實現正常穩壓,輸入電壓 VIN 必須高出 所需輸出電壓 VOUT(nom) 的最小壓差。請參見公式 1: 

 

 

如果 VIN 低于此值,線性穩壓器將以壓降狀態工作,不再調 節所需的輸出電壓。在這種情況下,輸出電壓 VOUT(dropout) 將等于 VIN 減去壓降電壓的值(公式 2): 

 

 

以調節后電壓為 3.3V 的 TPS799 等 LDO 為例:當輸出 200mA 電流時,TPS799 的最大壓降電壓指定為 175mV。 只要輸入電壓為 3.475V 或更高,就不會影響調節過程。但 是,輸入電壓降至 3.375V 將導致 LDO 以壓降狀態工作并停 止調節,如圖 1 所示。

 

圖 1 :在壓降狀態下工作的 TPS799 。

 


雖然應將輸出電壓調節為 3.3V,但 TPS799 沒有保持穩壓所需 的余量電壓。因此,輸出電壓將開始跟隨輸入電壓變化。 

 

決定壓降的因素是什么? 

壓降主要由 LDO 架構決定。 

 

為說明原因,讓我們來了解一下 P 溝道金屬氧化物半導體 (PMOS) 和 N 溝道 MOS (NMOS) LDO,并對比其工作情況。 

 

PMOS LDO

圖 2 所示為 PMOS LDO 架構。為調節所需的輸出電壓,反饋 回路將控制漏-源極電阻 RDS。隨著 VIN 逐漸接近 VOUT(nom),誤 差放大器將驅動柵-源極電壓 VGS 負向增大,以減小 RDS,從 而保持穩壓。

 

圖 2 : PMOS LDO 。 

 

但是,在特定的點,誤差放大器輸出將在接地端達到飽和狀 態,無法驅動 VGS 進一步負向增大。 

 

RDS 已達到其最小值。將此 RDS 值與輸出電流 IOUT 相乘,將得 到壓降電壓。

 

請記住,隨著 VGS 負向增大,能達到的 RDS 值越低。通過提升 輸入電壓,可以使 VGS 值負向增大。因此,PMOS 架構在較高 的輸出電壓下具有較低的壓降。圖 3 展示了此特性。

 

圖 3 : TPS799 的壓降電壓與輸入電壓關系圖。

 

如圖 3 所示,TPS799 的壓降電壓隨輸入電壓(也適用于輸出 電壓)增大而降低。這是因為隨著輸入電壓升高 VGS 會負向 增大。


NMOS LDO 

NMOS 架構如圖 4 所示,反饋回路仍然控制 RDS。但是,隨著 VIN 接近 VOUT(nom),誤差放大器將增大 VGS 以降低 RDS,從而 保持穩壓。

 

圖 4 : NMOS LDO 。


 
在特定的點,VGS 無法再升高,因為誤差放大器輸出在電源電 壓 VIN 下將達到飽和狀態。達到此狀態時,RDS 處于最小值。 將此值與輸出電流 IOUT 相乘,會獲得壓降電壓。


不過這也會產生問題,因為誤差放大器輸出在 VIN 處達到飽和 狀態,隨著 VIN 接近 VOUT(nom),VGS 也會降低。這有助于防止 出現超低壓降。 

 

偏置 LDO 

很多 NMOS LDO 都采用輔助電壓軌,即偏置電壓 VBIAS,如圖 5 所示。

 

圖 5 :帶偏置電壓軌的 NMOS LDO 。 

 

此電壓軌用作誤差放大器的正電源軌,并支持其輸出一直擺動 到高于 VIN 的 VBIAS。這種配置能夠使 LDO 保持較高 VGS,從 而在低輸出電壓下達到超低壓降。 

 

有時并未提供輔助電壓軌,但仍然需要在較低的輸出電壓下達 到低壓降。在這種情況下,可以用內部電荷泵代替 VBIAS,如 圖 6 所示。
 

圖 6 :帶內部電荷泵的 NMOS LDO 。

 

電荷泵將提升 VIN,以便誤差放大器在缺少外部 VBIAS 電壓軌的 情況下仍可以生成更大的 VGS 值。


其他因素 

 

除了架構之外,壓降還會受到其他一些因素的影響,如表 1 所示。 

 

表 1 :影響壓降的因素。 

 

 

很顯然,壓降并不是一個靜態值。雖然這些因素會提高選擇 LDO 的復雜程度,但同時,還能幫助您根據特定的條件選擇最 適合的 LDO。

 

第 2 章:電容器與電容
為了讓 LDO 正常工作,需要配備輸出電容器。將 LDO 用于實 際應用時,如何選擇適當的輸出電容器是一個常見的問題。因 此,讓我們來探討一下選擇輸出電容器時需要考慮的各種事項 及其對 LDO 的影響。 

 

什么是電容器?

電容器是用于儲存電荷的器件,其中包含一對或多對由絕緣體 分隔的導體。電容器通常由鋁、鉭或陶瓷等材料制成。各種材 料的電容器在系統中使用時具有各自的優缺點,如表 1 所示。 陶瓷電容器通常是理想的選擇,因為其電容變化最小,而且成 本較低。 

 

表 1 :不同材料電容器的優缺點。 

 

什么是電容? 

電容器是用于儲存電荷的器件,而電容是指儲存電荷的能力。 在理想情況下,電容器上標注的值應與其提供的電容量完全相 同。但我們并未處于理想情況下,不能只看電容器上標注的 值。稍后您將發現電容器的電容可能只有其額定值的 10%。這 可能是由于直流電壓偏置降額、溫度變化降額或制造商容差造 成的

 

直流電壓降額 

考慮到電容器的動態特性(以非線性方式存儲和耗散電荷), 有些極化現象在不施加外部電場的情況下也可能會出現;這就 是所謂的“自發極化”。自發極化是由材料的不活躍電場引起 的,不活躍電場為電容器提供初始電容。對電容器施加外部直 流電壓會生成電場,生成的電場會反轉初始極化,然后將剩余 的有源偶極子“鎖定”或極化到位。極化與電介質內電場的方 向有關。


 
如圖 1 所示,鎖定的偶極子不會對交流電壓瞬變作出反應;因 此,有效電容低于施加直流電壓前的值。

 

圖 1 :直流電壓降額。 

 

圖 2 顯示了對電容器施加電壓所產生的影響以及產生的電容。 請注意,外殼尺寸較大時損失的電容較小;這是因為外殼尺寸 越大,導體之間存在的電介質越多,而這會降低電場強度并減 少鎖定的偶極子數。


 

圖 2 :電容與直流偏置電壓和電容器尺寸的關系

 

溫度降額 

與所有電子器件類似,電容器的額定溫度高于其額定性能對應 的溫度。這種溫度降額通常會使電容器的電容低于電容器上標 注的數值。表 2 為電容器溫度系數額定值解碼表。

 

表 2 :陶瓷電容器編碼表。 

 

 

大多數 LDO 結溫范圍通常為 -40°C 到 125°C。根據此溫度范 圍,X5R 或 X7R 電容器是理想選擇。 如圖 3 所示,溫度對電容的影響遠小于直流偏置降額所產生的 影響,直流偏置降額可使電容值降低 90%。
 

圖 3 :電容與溫度和溫度系數的關系。

 

制造商容差 

由于實際電容器的特性處于非理想狀態,電容值本身可能會根 據電容器材料和尺寸的不同而發生變化。生產電容器和其他無 源電子元件的公司將制定通用標準,規定所生產元件的電容值 容差范圍。為便于說明,在計算電容時我們將使用 ±20% 作為 制造容差。 

 

實際應用 

常見的 LDO 應用可能是從 3.6V 電池獲得輸入電壓,然后將 其降低,為微控制器 (1.8V) 供電。在本例中,我們使用 10µF X7R 陶瓷電容器,0603 封裝。0603 封裝是指電容器的尺寸: 0.06in x 0.03in。 

 

我們來確定一下此應用中上述電容器的實際電容值: 

 

• 直流偏置降額:從制造商提供的電容器直流偏置特性圖表(圖 2)可以看出,直流偏置電壓為 1.8V 時,電容值為 7µF。

 

• 溫度降額:基于 X7R 編碼,如果在 125°C 的環境溫度下應用此 電容器,電容值會另外下降 15%,此時的新電容值為 5.5µF。 

 

• 制造商容差:考慮到 ±20% 的制造商容差,最終的電容值為 3.5µF。 

 

可以看出,在上述條件下應用電容器時,10µF 電容器的實際 電容值為 3.5µF。電容值已降低至標稱值的 65% 左右。顯然, 上述所有條件并非對任何應用都適用,但務必要了解將電容器 用于實際應用時電容值的范圍。 

 

盡管 LDO 和電容器乍看起來似乎很簡單,但還有其他因素決 定著 LDO 正常工作所需的有效電容。 

 

第 3 章:熱性能
若將熱性能納入考量,可以進一步提高應用的性能。低壓降穩 壓器 (LDO) 的特性是通過將多余的功率轉化為熱量來實現穩 壓,因此,該集成電路非常適合低功耗或 VIN 與 VOUT 之差較 小的應用。考慮到這一點,選擇采用適當封裝的適當 LDO 對 于最大程度地提高應用性能至關重要。這一點正是令設計人員 感到棘手之處,因為最小的可用封裝并不總能符合所需應用的 要求。 

 

選擇 LDO 時要考慮的最重要特性之一是其熱阻 (RθJA)。RθJA 呈 現了 LDO 采用特定封裝時的散熱效率。RθJA 值越大,表示此 封裝的散熱效率越低,而值越小,表示器件散熱效率越高。 封裝尺寸越小,RθJA 值通常越大。例如,TPS732 根據封裝 不同而具有不同的熱阻值:小外形晶體管 (SOT)-23 (2.9mm x 1.6mm) 封裝的熱阻為 205.9°C/W,而 SOT-223 (6.5mm x 3.5mm) 封裝的熱阻為 53.1°C/W。這意味著 TPS732 每消耗 1W 功率,溫度就會升高 205.9°C 或 53.1°C。這些值可參見器 件數據表的“熱性能信息”部分,如表 1 所示。 

 

熱性能信息

 

 

表 1 :不同封裝對應的熱阻。 

 

建議的工作條件

 


表 2 :建議的工作結溫。


是否選擇了適合的封裝? 

建議的 LDO 工作結溫介于 -40°C 至 125°C 之間;同樣,可以 在器件數據表中查看這些值,如表 2 所示。 

 

這些建議的溫度表示器件將按數據表中“電氣特性”表所述工 作。可以使用公式 1 確定哪種封裝將在適當的溫度下工作。 

 

 

其中 TJ 為結溫,TA 為環境溫度,RθJA 為熱阻(取自數據 表),PD 為功耗,Iground 為接地電流(取自數據表)。 下面給出了一個簡單示例,使用 TPS732 將 5.5V 電壓下調至 3V,輸出電流為 250mA,采用 SOT-23 和 SOT-223 兩種 封裝。


PD=[(5.5V-3V) x 250mA] + (5.5V x 0.95mA) = 0.63W 

 

SOT - 23: TJ = 25°C + (205.9°C/W x 0.63W) = 154.72°C 

 

SOT - 223: TJ = 25°C + (53.1°C/W x 0.63W) = 58.45°C

 

熱關斷 
結溫為 154.72°C 的器件不僅超過了建議的溫度規范,還非常 接近熱關斷溫度。關斷溫度通常為 160°C;這意味著器件結溫 高于 160°C 時會激活器件內部的熱保護電路。此熱保護電路 會禁用輸出電路,使器件溫度下降,防止器件因過熱而受到 損壞。 


當器件的結溫降至 140°C 左右時,會禁用熱保護電路并重新 啟用輸出電路。如果不降低環境溫度和/或功耗,器件可能會 在熱保護電路的作用下反復接通和斷開。如果不降低環境溫度 和/或功耗,則必須更改設計才能獲得適當的性能。


 一種比較明確的設計解決方案是采用更大尺寸的封裝,因為器 件需要在建議的溫度下工作。 


下文介紹了有助于最大程度地減少熱量的一些提示和技巧。 


增大接地層、VIN 和 VOUT 接觸層的尺寸 


當功率耗散時,熱量通過散熱焊盤從 LDO 散出;因此,增大 印刷電路板 (PCB) 中輸入層、輸出層和接地層的尺寸將會降低 熱阻。如圖 1 所示,接地層通常盡可能大,覆蓋 PCB 上未被 其他電路跡線占用的大部分區域。該尺寸設計原則是由于許多 元件都會生成返回電流,并且需要確保這些元件具有相同的基 準電壓。最后,接觸層有助于避免可能會損害系統的壓降。大 的接觸層還有助于提高散熱能力并最大限度地降低跡線電阻。 增大銅跡線尺寸和擴大散熱界面可顯著提高傳導冷卻效率。


在設計多層 PCB 時,采用單獨的電路板層(包含覆蓋整個電 路板的接地層)通常是個不錯的做法。這有助于將任何元件接 地而不需要額外跡線。元件引腳通過電路板上的孔直接連接到 包含接地平面的電路板層。

 

圖 1 : SOT-23 封裝的 PCB 布局。


 
安裝散熱器 

散熱器會降低 RθJA,但會增大系統尺寸、增加系統成本。選擇 散熱器時,底板的尺寸應與其所連接的器件的尺寸相似。這有 助于在散熱器表面均勻散熱。如果散熱器尺寸與其所連接器件 表面的尺寸不盡相同,熱阻會增大。 

 

考慮到封裝的物理尺寸,SC-70 (2mm × 1.25mm) 和 SOT-23 (2.9mm × 1.6mm) 等封裝通常不與散熱器搭配使用。另一 方面,可以將晶體管外形 (TO)-220 (10.16mm × 8.7mm) 和 TO-263 (10.16mm × 9.85mm) 封裝與散熱器搭配使用。 

 

圖 2 顯示了四種封裝之間的差異。

圖 2 :封裝差異

 

可以在輸入電壓側串聯電阻,以便分擔一些功耗;圖 3 所示為 相關示例。該技術的目標是使用電阻將輸入電壓降至可能的最 低水平。

 

圖 3 :串聯連接的電阻。


由于 LDO 需要處于飽和狀態以進行適當調節,可以通過將所 需的輸出電壓和壓降相加來獲得最低輸入電壓。公式 2 表示了 LDO 的這兩種屬性的計算方式:

 

使用 TPS732 示例中的條件(輸出 250mA 電流,將 5.5V 調節 至 3V),可以使用公式 3 計算電阻的最大值以及該電阻消耗的 最大功率: 

 

 

選擇適合的電阻,確保不會超過其“額定功耗”。此額定值表 示在不損壞自身的情況下電阻可以將多少瓦功率轉化為熱量。 因此,如果 VIN = 5.5V、VOUT = 3V、VDROPOUT = 0.15V(取 自數據表)、IOUT = 250mA 且 IGROUND = 0.95mA(取自數據 表),則:

 


 
布局 

如果 PCB 上的其他發熱器件與 LDO 的距離非常近,這些器件 可能會影響 LDO 的溫度。為避免溫度上升,請確保將 LDO 放 在盡可能遠離發熱器件的位置。 

 

對于特定應用,可以通過許多方法實現高效、尺寸適當且成本 低的散熱解決方案。關鍵在于早期設計階段為確保所有選件都 可用而需要考慮的各種注意事項。對于散熱而言,選擇適合的 元件并不是一項簡單的任務,但選用適合的器件和技術將有助 于設計過程成功完成。 

 

第 4 章:靜態電流
當您拿起幾乎沒用過的電子設備,卻發現電池電量幾乎或完全 耗盡時,該令人多么惱火!如果您的設備只是處于待機或休眠 狀態,出現這種情況可能是因為存在很小但很重要的一種參 數:靜態電流。 

 

 

什么是靜態電流? 

靜態的定義為“非活動或休眠的狀態或階段”。因此,靜態電 流 IQ 是系統處于待機模式且在輕載或空載條件下所消耗的電 流。靜態電流通常會與關斷電流相混淆,關斷電流是指設備處 于關閉狀態但系統仍與電池相連的情況下所消耗的電流。不 過,這兩種參數在任何電池電流消耗低的設計中都很重要。

 

靜態電流適用于大多數集成電路 (IC) 設計,其中放大器、升降 壓轉換器和低壓降穩壓器 (LDO) 都會影響消耗的靜態電流量。 當 LDO 完全運行時,可采用公式 1 計算其功耗:

 

例如,如果需要使用靜態電流為 0.05mA 的 LDO,在輸出電流 為 200mA 的情況下將 4.2V 電壓降至 1.8V,在公式 1 中輸入上 述數字所得的功耗 (PD) 為:

 


當應用切換至待機模式或進入輕載狀態時,靜態電流對功耗的 影響將顯著增大。繼續之前的示例,如果 IOUT 顯著降低(例如 100µA),則 PD 將為:

 


在此示例中,靜態電流幾乎貢獻了 50% 的功耗。 

 

您可能會想,“這并沒有浪費太多電量”。但對于大部分時間 都處于待機或關機模式的應用,情況會怎么樣呢?智能手表、 健身追蹤器、甚至手機中的一些模塊常常會處于上述一種狀 態。對于健身追蹤器而言,若顯示屏未一直處于運行狀態,則 意味著其系統始終處于待機模式,等待被喚醒。這表示用于穩 壓的 LDO 的靜態電流將對電池壽命產生重大影響。 

 

空間限制和電池壽命 

隨著消費趨勢繼續向小型和輕型消費產品的方向發展,工 程師面臨著在保持或延長電池壽命的同時減小電池尺寸的挑 戰。大多數情況下,電池是設計中最大且最重的部件;但 是,您并不希望縮小電池的物理尺寸,因為這可能會減少電 池容量、縮減電池壽命。因此,所有其他板載器件都必須盡 可能采用小尺寸。

 

圖 1 :無人機模塊整體框圖。

 

您是否擔心會因為尺寸而犧牲性能?答案當然是“不”。TI 提 供的 LDO 具有峰值功率性能和小巧的尺寸,因為不需要較高 的熱阻即可實現低功耗。TPS7A05 就是最好的例子。它采用 0.65mm × 0.65mm 晶圓級芯片尺寸,間距為 0.35mm,靜態電 流為 1μA。該產品不僅是尺寸最小的 LDO 之一,同時還是市 場上靜態電流最低的器件之一。TPS7A05 還提供 1mm × 1mm 正方扁平無引腳 (QFN) 封裝,供不需要 0.65mm × 0.65mm 尺 寸的設計師使用。此器件和類似的 LDO 能讓您在尺寸和性能 方面達到兩全其美。 

 

為成功助力 

如果您希望延長電池壽命,配備使能或關斷引腳是另一個簡單 的解決方案。智能手表、健身追蹤器、手機甚至無人機都可以 采用此解決方案延長電池壽命。在此處提及的所有消費類電子 產品中,無人機處于待機模式的時間非常短,因為它們通常只 會在飛行前后處于空閑狀態。通過關閉與飛行所不需要的模塊 相連的 LDO,也可以延長電池壽命。這類模塊的示例包括互 補金屬氧化物半導體 (CMOS) 圖像傳感器和常平架(如圖 1 所示)等,因為只有當用戶要錄制視頻或拍攝圖片時才會使用這 些模塊。然后,電池上將消耗 LDO 的關斷電流(通常為幾百 納安),此電流甚至低于 LDO 的靜態電流。最終,將為用戶 延長無人機的飛行時間。

 

LDO 還特別適用于 CMOS 圖像傳感器和常平架,因為這兩個 模塊都對噪聲非常敏感。到達圖像傳感器和常平架的任何噪聲 都將影響無人機拍攝的視頻或圖片的質量、分辨率和穩定性。 此理念同樣適用于手機的攝像頭,此模塊通常也不會經常開 啟,但仍需要干凈的無噪聲電壓軌以保持圖像質量。 

 

盡管電池壽命極大程度上取決于運行時的負載條件,但靜態電 流低的 LDO 是一種簡單的解決方案,能夠延長任何受電池驅 動的設備的運行時間。這種小型器件不僅僅會影響消費類電子 產品;它們在建筑和工廠自動化等工業應用中同樣會產生重大 影響。因此,雖然設計師有時會忽略靜態電流和關斷電流,但 它們最終可能會對運行了數秒、數分鐘、數小時或甚至數天的 應用產生重大影響。現在,您已了解了靜態電流的重要性,請 確保在計算功耗時始終將其納入考量范圍。


第 5 章:電流限制
在一些外部條件和情況下,LDO 可能會出現意外的高流耗。如 果此高電流傳輸到其他正被供電的電子系統,會對大多數電子 系統以及主機電源管理電路造成損害。選擇具有電流限制和內 部短路保護的 LDO,將有助于防止產生這種不良影響,并在設 計整體電源管理模塊時提供額外保護。 

 

什么是電流限制功能,該功能如何運作? 

LDO 中的電流限制定義為,建立所施加電流的上限。與恒流源 不同,LDO 按需輸出電流,同時還會控制調節的總功率。電流 限制通過用于控制 LDO 內輸出級晶體管的內部電路實現;見 圖 1。這是一種典型的 LDO 限流電路,由于達到限值后該電路 會突然停止輸出電流,通常被稱為“磚墻”電流限制。此內部 電路中,LDO 測量反饋的輸出電壓,同時測量輸出電流相對于 內部基準 (IREF) 的縮放鏡像。
 

圖 1 : LDO 內部限流結構。 

 

磚墻電流限制 

在磚墻電流限制中,已定義電流上限,LDO 會逐漸增大供應電 流,直至達到電流限制。一旦超過電流限制,輸出電壓不再進行調節,并由負載電路的電阻 (RLOAD) 和輸出電流限制 (ILIMIT) 確定(公式 1): 

 

 

只要結溫處于可接受的范圍 (TJ < 125°C) 內時,熱阻 (θJA) 允許正常的功耗,傳輸晶體管就繼續此操作并耗散功率。當 VOUT 過低且達到溫度上限時,熱關斷功能將斷開器件,保護 器件免受永久性損害。器件溫度降低后,它將重新接通,并且 可以繼續進行穩壓調節。這在可能出現短路的情況下尤為重 要,因為 LDO 會繼續將 VOUT 調節至 0V。 

 

例如,TI 的 TPS7A16 可以在寬電壓范圍內限制高電流輸出。 圖 2 所示為 30V 輸入條件下限流功能的行為示例。可以看 出,一旦超過電流限制,LDO 繼續以限值輸出電流,但不再將 VOUT 調節至 3.3V。一旦超過 105mA 的熱限制,將啟動熱關 斷功能。 

 

該限流功能有助于對鎳鎘和鎳氫單單元電池充電,因為這兩種 電池都需要恒定的電流供應。電池電壓在電池充電時會發生變 化,TPS7A16 等 LDO 有助于將恒定電流保持在限值 (I)。

 

圖 2 : TPS7A16 磚墻電流限制( 30VIN 、 3.3VOUT 、 VSON,25°C )。

 

折返電流限制 

折返電流限制與標準上限限制非常相似。但折返電流限制的 主要目的是限制總功耗,即在 VOUT 降低且 VIN 保持穩定的同 時,線性降低輸出電流限制,將輸出晶體管保持在安全功耗限 制范圍內。 

 

TLV717P 等器件具有折返電流限制功能,并從中受益,因為 此類器件主要采用熱阻更高的超小型封裝。TLV717P 輸出電流 限制的行為如圖 3 所示。從圖中可以看出,由于將 VIN 指定為 VOUT + 0.5V,25°C 時允許的最大功耗為 150mW。超過電流限 制且 VOUT 開始降低后(假設 RLOAD 恒定),IOUT 和功耗均降 低。這會稍稍增加消耗恒定電流的非歐姆器件的復雜性,并會 觸發鎖定狀態,在該狀態下,用電器件會繼續降低 VOUT,而 LDO 會繼續降低 IOUT。
 

圖 3 : TLV717P 輸出電流與 VOUT 的關系。 

 

只要可能存在短路或過載等有害條件,務必要防止將這種不良 影響傳遞給其他敏感的電子系統。受保護的 LDO 可以提供許 多功能,有助于增強任何設計的可靠性。


第 6 章:防止出現反向電流
在大多數低壓降穩壓器 (LDO) 中,電流沿特定方向流動,電流 方向錯誤會產生重大問題!反向電流是指從 VOUT 流向 VIN 而不 是從 VIN 流向 VOUT 的電流。這種電流通常會穿過 LDO 的體二 極管,而不會流過正常的導電通道,有可能引發長期可靠性問 題甚至會損壞器件。 

 

LDO 主要包括三個組成部分(見圖 1):帶隙基準、誤差放大 器和導通場效應晶體管 (FET)。在典型應用中,導通 FET 與任 何標準 FET 一樣,在源極和漏極之間傳導電流。用于產生 FET 體的摻雜區(稱為塊體)與源極相連;這會減小閾值電壓變 化量。
 

圖 1 : LDO 功能方框圖。 

 

將塊體與源極相連有一個缺點,即會在 FET 中形成寄生體二極 管,如圖 2 所示。此寄生二極管被稱為體二極管。在這種配置 中,當輸出超過輸入電壓與寄生二極管的 VFB 之和時,體二極 管將導通。流經該二極管的反向電流可能會使器件溫度升高、 出現電遷移或閂鎖效應,從而導致器件損壞。 

 

在設計 LDO 時,務必要將反向電流以及如何防止出現反向電 流納入考量。有四種方法可以防止反向電流:其中兩種在應用 層實施,另外兩種在集成電路 (IC) 設計過程中實施。

 

圖 2 : P 溝道金屬氧化物半導體 (PMOS) FET 的截面圖。 

 

使用肖特基二極管 

如圖 3 所示,在輸出和輸入之間使用肖特基二極管可以在輸出 電壓超過輸入電壓時防止 LDO 中的體二極管導通。您必須使 用肖特基二極管,肖特基二極管的正向電壓較低,而傳統二極 管的正向電壓與肖特基二極管相比要高得多。在正常工作中, 肖特基二極管會進行反向偏置,不會傳到任何電流。此方法的 另一項優勢是,在輸出和輸入之間放置肖特基二極管后,LDO 的壓降電壓不會增大。
 

圖 3 :使用肖特基二極管防止出現反向電流。


在 LDO 之前使用二極管 

如圖 4 所示,此方法在 LDO 之前使用二極管以防電流流回到 電源。這是一種防止出現反向電流的有效方法,但它也會增大 防止 LDO 出現壓降所需的必要輸入電壓。置于 LDO 輸入端的 二極管在反向電流條件下會變為反向偏置狀態,不允許任何電 流流過。此方法與下一種方法類似。
 

圖 4 :在 LDO 之前使用二極管以防出現反向電流。 

 

額外增加一個 FET 

設計有阻止反向電流功能的 LDO 通常會額外增加一個 FET, 以此幫助防止反向電流。如圖 5 所示,兩個 FET 的源級背靠 背放置,以便體二極管面對面放置。現在,當檢測到反向電流 條件時,其中一個晶體管將斷開,電流將無法流過背靠背放置 的二極管

 

此方法最大的缺點之一是使用此架構時壓降電壓基本上會翻 倍。為降低壓降電壓,需要增大金屬氧化物半導體場效應晶體 管 (MOSFET) 的尺寸,因此將增大解決方案的整體尺寸。應用 于汽車中的 LDO(如 TI 的 TPS7B7702-Q1)使用此方法防止 出現反向電流。 

 

將 MOSFET 的塊體連接到 GND 

此方法是最不常見的反向電流保護實施方式,但仍然非常有 效,因為它省去了 MOSFET 的體二極管。此方法將 MOSFET 的塊體與 GND 相連(圖 6),而無需連接到源級,避免形成 寄生體二極管。

 

TI 的 TPS7A37 采用此方法實施反向電流保護。它的一項優勢 是將 MOSFET 的塊體連接到 GND 端不會增大 LDO 的壓降。

 

圖 5 :背靠背放置 FET 來防止出現反向電流。

 

圖 6 :將 FET 的塊體連接到 GND 

 

當應用中需要反向電流保護時,請查找能夠提供必要保護等級 的 LDO 拓撲。如果具有反向電流保護的 LDO 無法滿足所有系 統要求,請考慮使用二極管實施反向電流保護。


第 7 章:電源抑制比
低壓降穩壓器 (LDO) 最受歡迎的優勢之一是,能夠衰減開關模 式電源生成的電壓紋波。這對于數據轉換器、鎖相環 (PLL) 和 時鐘等信號調節器件而言尤為重要,因為含有噪聲的電源電壓 會影響這類器件的性能。電源抑制比 (PSRR) 仍然常被誤認為 是單個靜態值,下面讓我們討論一下什么是 PSRR,以及影響 它的因素有哪些。 

 

什么是 PSRR? 

PSRR 是一個常見技術參數,在許多 LDO 數據表中都會列 出。它規定了特定頻率的交流元件從 LDO 輸入衰減到輸出的 程度。公式 1 將 PSRR 表示為:

 

公式 1 表明衰減程度越高,以分貝表示的 PSRR 值將越大。 (某些供應商采用負號來表示衰減,而大多數供應商,包括 TI 在內,卻并非如此。) 

 

在數據表的電氣特性表中,常常可以找到在 120Hz 或 1kHz 頻 率下規定的 PSRR。但是,單獨使用此參數可能無法確定給定 的 LDO 是否滿足具體的濾波要求。下面,對原因進行具體 說明。 

 

確實適合應用的 PSRR 

圖 1 所示為將 12V 電壓軌調節至 4.3V 的直流/直流轉換器。后 面連接了 TPS717,這是一款 PSRR 值較高的 LDO,用于調節 3.3V 電壓軌。4.3V 電壓軌上因開關生成的紋波為 ±50mV。 LDO 的 PSRR 將確定在 TPS717 的輸出端剩余的紋波量。

 

 

為確定衰減程度,首先必須了解出現紋波的頻率。假設此示例 中對應的頻率為 1MHz,因為此值正好處于常見開關頻率范圍 的中間。可以看到,在 120Hz 或 1kHz 下指定的 PSRR 值對 此分析沒有任何幫助。相反,您必須參考圖 2 中的 PSRR 圖。

 

圖 2 : VIN - VOUT = 1V 時 TPS717 的 PSRR 曲線。 

 

在以下條件下,1MHz 時的 PSRR 指定為 45dB。 

 

 IOUT = 150mA


 • VIN - VOUT = 1V 


• COUT = 1μF 


假設這些條件與具體的應用條件相符。在此情況下,45dB 相 當于 178 的衰減系數。可以預計,輸入端的 ±50mV 紋波在輸 出端將被降至 ±281μV。

 

更改條件 

但是,假設您更改了條件并決定將 VIN - VOUT 減小到 250mV, 以便更有效地進行調節。那么,您需要參考圖 3 中的曲線。

 


可以看到,如果保持所有其他條件不變,1MHz 時的 PSRR 減 小到 23dB,即衰減系數為 14。這是因為互補金屬氧化物半導 體 (CMOS) 導通元件進入三極管(或線性)區,即,隨著 VIN - VOUT 的值接近壓降電壓,PSRR 開始降低。(請記住,壓降電 壓是輸出電流及其他因素的函數。因此,較低的輸出電流會降 低壓降電壓,有助于提高 PSRR。) 

 

更改輸出電容器的電容值也會產生影響,如圖 4 所示

 

圖 4 : VIN - VOUT = 0.25V



COUT = 10 μ F 時 TPS717 的 PSRR 曲線。


將輸出電容器的電容值從 1μF 提高到 10μF 時,盡管 VIN - VOUT 的值仍然為 250mV,1MHz 時的 PSRR 將增大到 42dB。曲線 中的高頻峰已向左移動。這是由于輸出電容器的阻抗特性導致 的。通過適當調整輸出電容值,可以調整或增大衰減程度,以 便與特定開關噪聲頻率保持一致。 

 

調整所有參數 
僅靠調整 VIN - VOUT 和輸出電容,就可以提高特定應用的 PSRR。但影響 PSRR 的因素并不僅限于這兩項。表 1 概述了 對其產生影響的多個因素。 

 

表 1 :影響 PSRR 的因素。 

 

現在,希望您更為熟悉可供您使用的各種方法,幫助您設計有 效的 LDO 濾波器

 

第 8 章:噪聲

要獲得干凈的直流電源,使用低壓降穩壓器 (LDO) 過濾由開 關模式電源生成的紋波電壓并不是需要考量的唯一事項。由于 LDO 為電子器件,它們本身會產生一定量的噪聲。要生成不會 影響系統性能的干凈電源軌,選擇低噪聲 LDO 并采取措施降 低內部噪聲是不可缺少的環節。 

 

識別噪聲 

理想的 LDO 將生成沒有交流元件的電壓軌。可惜的是,LDO 本身也會向其他電子器件一樣產生噪聲。圖 1 所示為這種噪聲 在時域中的表現。
 

圖 1 :含噪聲電源的示波器截圖。 

 

在時域中執行分析十分困難。因此,可通過兩種主要方法來查 看噪聲:跨頻率查看噪聲和查看積分值形式的噪聲。 

 

可以使用頻譜分析儀識別 LDO 輸出端各種交流元件產生的 噪聲。圖 2 繪制了 1A 低噪聲 LDO(即 TPS7A91)的輸出 噪聲。 

 

從不同曲線中可以看到,輸出噪聲(以每平方根赫茲的微伏數 表示 [μV/Hz])集中在頻譜的低頻端。此噪聲主要來自內部基 準電壓,但也有一部分來自誤差放大器、場效應晶體管 (FET) 和電阻分壓器。


跨頻率查看輸出噪聲有助于確定所關注頻率范圍的噪聲分布。 例如,音頻應用設計師關注的是人耳的可聞頻率(20Hz 到 20kHz),在此范圍內,電源噪聲可能會降低聲音質量。

 

圖 2 : TPS7A91 的噪聲頻譜密度與頻率和 VOUT 的關系。

 

數據表一般會提供單一的積分噪聲值以與其他產品進行對比。 輸出噪聲的積分范圍通常為 10Hz 到 100kHz,并以微伏均方 根值 (μVRMS) 表示。(供應商還會在 100Hz 到 100kHz 范圍內 甚至是自定義頻率范圍內對噪聲進行積分。在選定頻率范圍內 積分有助于屏蔽不希望的噪聲屬性,因此,除了查看積分噪聲 值之后,務必要查看噪聲曲線。)圖 2 顯示了與各種曲線對應 的積分噪聲值。德州儀器 (TI) 提供 LDO 的產品組合,其積分噪 聲值可低至 3.8μVRMS。

 

降噪 

除了選擇具有低噪聲特性的 LDO,還可以應用一些技術來確保 LDO 具有最低的噪聲特性。這些技術涉及到降噪電容器和前饋 電容器的使用。


降噪電容器 

TI 產品組合中的許多低噪聲 LDO 都具有名為“NR/SS”的特 殊引腳,如圖 3 所示。
 

圖 3 :具有 NR/SS 引腳的 N 溝道金屬氧化物半導體 (NMOS) LDO 

 

此引腳具有雙重功能:可用于過濾內部電壓基準產生的噪聲并 能降低 LDO 啟動或使能期間的轉換率。 

 

在此引腳上添加電容器 (CNR/SS) 將形成具有內部電阻的阻容 (RC) 濾波器,幫助分流由電壓基準生成的不需要的噪聲。由于 電壓基準是生成噪聲的主要因素,增大電容有助于將此低通濾 波器的截止頻率左移。圖 4 顯示了此電容器對輸出噪聲產生的 影響。
 

圖 4 : TPS7A91 的噪聲頻譜密度與頻率和 CNR/SS 的關系。


如圖 4 所示,CNR/SS 的值越大,降噪效果越好。但是,在某 些點上,增大電容不會再降低噪聲。其余噪聲來自誤差放大 器、FET 等。 

 

添加電容器還會在啟動期間引入 RC 延遲,導致輸出電壓以較 慢的速率斜升。當輸出端或負載上存在大容量電容并且需要減 小浪涌電流時,此方法十分有利。 

 

公式 1 將浪涌電流表示為:

 


 

為減小浪涌電流,必須降低輸出電容或轉換率。幸運的是,使 用 CNR/SS 可降低轉換率,如圖 5 中的 TPS7A85 啟動特性所示。
 

圖 5 : TPS7A85 啟動時的電壓與 CNR/SS 的關系。 

 

如圖所示,增大 CNR/SS 值會延長啟動時間,從而防止浪涌電 流出現尖峰,并且可能會觸發電流限制事件。

 

降低輸出噪聲的另一個方法是使用前饋電容器 (CFF)。 

 

前饋電容器

前饋電容器是與電阻分壓器的頂部電阻并聯放置的可選電容 器,如圖 6 所示。
 

圖 6 :使用前饋電容器的 NMOS LDO 。 

 

與添加降噪電容器 (CNR/SS) 非常類似,添加前饋電容器也會 產生多種效果。其中最重要的一項是能夠改善噪聲性能、穩定 性、負載響應和電源抑制比 (PSRR)。此外,值得注意的是, 使用前饋電容器只有在使用可調 LDO 時才可行,因為電阻網 絡位于外部。 

 

改善噪聲性能 

在穩壓過程中,LDO 的誤差放大器使用電阻網絡(R1 和 R2) 提高基準電壓的增益(與同相放大器非常類似),以便相應地 驅動 FET 的柵極。基準的直流電壓將按因數 1+R1/R2 增大。 但是,考慮到誤差放大器的帶寬,可以預計在基準電壓交流元 件的某些部分也會放大。 

 

通過與頂部電阻并聯放置電容器,將為特定頻率范圍引入分流 功能。換句話說,可以將該頻率范圍內的交流元件保持在單位 增益范圍內,其中 R1 模擬短路。(請記住,該頻率范圍將由 所使用的電容器的阻抗特性確定。) 

 

從圖 7 可以看出,通過使用不同的 CFF 值,可以降低 TPS7A91 的噪聲。 

 

與頂部電阻并聯放置 100nF 電容器后,可以將噪聲從 9μVRMS 降至 4.9μVRMS。
 

圖 7 : TPS7A91 噪聲與頻率和 CFF 值的關系。 

 

改善穩定性和瞬態響應 

添加 CFF 還會在 LDO 反饋回路中引入零點 (ZFF) 和極點 (PFF), 可分別通過公式 1 和 2 進行計算: 

 

 

將零點置于出現單位增益的頻率之前可以提高相位裕度,如圖 8 所示。
 

圖 8 :僅使用前饋補償的典型 LDO 的增益 / 相位圖

 

從圖中可以看到,沒有 ZFF 時,單位增益將提前在 200kHz 左右出現。增加零點后,出現單位增益的頻率略微右移(約 300kHz),相位裕度也有所提高。由于 PFF 位于單位增益頻 率的右側,因此它對相位裕度的影響微乎其微。 

 

增加的相位裕度在 LDO 改善的負載瞬態響應中非常明顯。通 過增加相位裕度,LDO 輸出將減少振鈴并更快穩定。 

 

提高 PSRR 

根據零點和極點的位置,還可以從策略上縮減增益衰減幅度。 圖 8 顯示了從 100kHz 開始零點對增益衰減的影響。通過增大 頻段的增益,還能夠改善該頻段的環路響應,從而使該特定頻 率范圍的 PSRR 提高。請參見圖 9。
 

圖 9 : TPS7A8300 PSRR 與頻率和 CFF 值的關系。 

 

如圖所示,增大 CFF 電容會使零點左移,從而在較低頻率范圍 內改善環路響應和相應的 PSRR。 

 

當然,必須選擇 CFF 的值以及 ZFF 和 PFF 的相應位置,以確 保穩定性。遵循數據表中規定的 CFF 限制,可以防止出現不穩 定性。


表 1 列出了一些經驗法則,展示了 CNR 和 CFF 對噪聲的影響 程度。 

 

表 1 : CNR 和 CFF 的影響與頻率的關系。

 

從表中可以看出,添加前饋電容器可以改善噪聲性能、穩定 性、負載響應和 PSRR。當然,必須慎重選擇電容器以保持 穩定性。當與降噪電容器配合使用時,可以大大改善交流性 能。本文僅僅介紹了需要牢記的一些方法,可以幫助用戶優 化電源。 

 
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